Power Electronics: Converters, Applications, and Design

Emnevisning

Power Electronics: Converters, Applications, and Design, 3rd Edition 
Ned Mohan, Univ. of Minnesota
Tore M. Undeland, Norwegian Institute of Technology
William P. Robbins, Univ. of Minnesota
ISBN: 978-0-471-22693-2
©2003
824 pages

Et 5 studepoengsfag, som tar for seg grunnleggende emner innen krafteletronikk. Etter fullført kurs vil du ha tilegnet deg kunnskap om ulike omformere som likerettere, vekselrettere DC-DC omformere.

Her kopi av de første sidene, slik at dere kan kommei gang, mens vi venter på at bokhandelen får inn boka.

Pensum

Her er pensumoversiken. Er revidert pr. ferdig undervisning.

Streaming

För denna kurs hittar ni inspelningar via länkar som finns längre ner.
(For å laste ned/ se forelesning; adresser og passord, laste ned, se live)

Arbeidskrav

Det er stort sett en øving til hver modul. I alt 15 -16. I alt 5 av disse øvingene må være godkjent. Det er likegyldig hvilke. I tillegg må alle labrapporter være godkjent. Labrapporter utarbeides gruppevis. Vi tar sikte på tre labøvinger, her ved HiØ. Nærmere info blir gitt, god tid i forveien.

Lab

Her er planen for gjennomføring av lab. Vihar fem oppgaver av ulikt omfang. Så derfor satser vi på 8 studenter av ganger, som danner grupper på to. 

Labboppgaver

Disse oppgavene vil bli revidert før oppstart av lab-kjøring:

Diodelikeretter i TN-nett

Trefase diodelikeretter

Frekvensomformer og asynkronmaskin

Kraftforsyning. Skjema, EMC vedlegg. LISN vedlegg, Linkt til datablad TDA 4918

Mykstarter

Manual for mykstarter

Godkjenning av oppgaver. Her er en link til oversikten

Emnebeskrivelse

Her er link til emnebeskrivelsen.

 Oppslagstavle Forum
(1) Noen små videosnutter;

Introduksjon.

Litt om kurset og hva kraftelektronikk er

Hva bruker vi kraftelektronikk til?

Du kan også lese Chapter 1, for litt flere eksempler og utfyllende info om kraftelektronikk.

Du behøver ikke anstrenge deg for å forstå alt som presenteres i kapittel 1. Det kommer igjen senere i kurset også, men det kan være greit å ha en formening om hva vi skal ta for oss videre. Imidlertid, er det et sentralt begrep du bør ha klart for deg, og det er virkningsgrad.

Kapitell 2 (Chapter 2) tar for seg det vi betegner som aktive komponenter. Dvs. krafthalvledere, dioder, tyristorer og ulike typer transistorer. Disse presenteres med to ulike modeller. En som vi sier er den ideelle, og en som beskriver litt mer fysiske egenskaper for komponenten.Les kapittel 2. Vi bruker de ideelle modellene av komponenten til å forstå virkemåten av kretser, og er det vi vil fokusere mest på i dette kurset. Imidlertid vil vi ha behov for mer detaljerte modeller nå vi skal studere en del sekundære fenomener. De aktive komponenten er også beskrevet i detalj, i egne kapitler. De fysiske modellene i dette kapittelet er et minimum av den kunnskap vi må ha om hver enkelt type av aktive komponeter. Her er noen utfyllende kommentarer til kapittel 1.*

Det finnes mange animasjoner etc. av kretser på Internet. Her er en link som viser noen omformertyper. (Den er utarbeidet av en professor ved ETZ, et annerkjent sveitsisk, teknisk universitet) 

*) I dokumentet skal det stå at IGBTer erstatter GTO, etter hvert som disse kan håndtere større effekt.

 Oppgave til første økt Innlevering
Læringsutbytte

Du skal etter dette ha fått en forståelse for noen områder hvor vi benytter kraftelektronikk. Likeledes skal du ha en generell oversikt i forhold til de aktive komponenten som benyttes, deres typiske egenskaper og kjenne til noen produsenter av krafthalvleder. 


1
(1) Viktige kretsberegninger og magnetiske komponenter

Les igjennom kapittel 3.

Viserbergninger bør være kjent. Fourieranalyse skal vi bruke senere på ulike periodiske kurver, spesielt strømforløp. Så nå vet du hvor du kan slå opp, for å finne det du trenger.

Det viktigste her er avsnitt 3-2-4-1, 3-2-4-2 og 3-2-4-3.

Dessuten er det viktig at man forstår hvordan induktans og kapasitans oppfører seg i forhold til strøm og spenning, og da spesielt forløp som ikke er sinusformet. Dette er helt vesentlig i faget.

Utdypning av

- Middelverdi og effektivverdi

- Fourieranalyse

- Induktans

- Kapasitans

Her er et alternativ til magnetiske komponenter. (Foreløpig bare håndskrevet)

Når vi skal se på detaljer i svitsjeforløp, eller konstruere kraftelektroniske kretser, er det nødvendig å huske på at alle ledere er induktive, og at alle strømsløyfer er induktivt koblet (gjensidig induktans) og at alle ledere er kapasitivt koblet mot hverandre og mot jord.

Her et eksempel på en beregning av  fouriertransformasjonen av et firkantpulstog. Vi kan se hvordan det blir hvis vi tar for oss tom. 7 harmonisk i denne Excelberegningen. 

 Repetisjon av tidsforløp. Innleveringsoppgave
Løsningsforslag til repetisjon av tidsforløp

Oppgave 1, 2, 3, 4a, 4b (med lyd)

Beregninger av kurveformer (uten lyd)

Noen løsningsforslag til oppgaver i boka. Dette er fivillige øvinger Ch 3;

3-3, 3 -4, 3-5

Læringsutbytte

Etter denne modulen skal du ha oppfrisket dine kunnskaper om grunnleggende passive komponenter som kondensatorer, spoler og transformatorer. Spesielt er det viktig å få med seg sammenheng mellom strøm og spenning i signaler som ikke er sinusformet. Likeledes er det viktig å kunne beregne effektiv- og middelverdi. Ikke bare av sinussignaler av ulike varianter, men også av firkantpulser. Fourieranalyse bør du også ha repetert.


2
(2) Enfase diodelikerettre 

Dette er kapittel 5-1 til 5-6. Denne uka tar vi for oss fom. 5-1 til 5-3-2.

Figur 5-2

Figur 5- 3 Grunnleggende forståelse av induktans og likeretting

Figur 5-4                  

Figur 5-6a og 5-8 a

Figur 5-6b og 5-8b

Du bør bite deg merke i følgende formler; 5-10, 5-11 5-12 og spekteret til de overharmoniske i figur 5-9


Frivillig oppgaver, som kan egne seg til dette, er 5-3 og 5-4.

Løsningsforslag 5-3 og 5-4

Løsningsforslag på innlevering.

Enfase likeretting

 Innlevering
Læringsutbytte

Du skal ha forståelse for de kurveformer som oppstår i enfase likerettere, og kunne utføre beregniger i forhold til de formler som fremkommer i modulen.


3
(3) Kommutering. Diodelikerettere. Glatting med kondensator.



Les avsnitt 5-3-2 til 5-3-3

Vi går igjennom figurene

5-11 til 5-13

Det vi her tar for oss er virkningen av induktans på AC-siden av kretsen. Vi har tidligere sett på virkningen av L, i DC -kretsen. Den gir glatting av likestrømmen. Mens Ls, (AC-siden) som det står i boka, gir spenningsfall i likespenningen når strømmen øker. Altså en statikk. Ls skyldes den induktans som er i nettet, i første omgang gitt av transformatorer og linjer.

Legg merke til at vi betegner dette som induktans, og ikke reaktans. Det er fordi reaktans er knyttet til sinusstrøm. Men vi vet at vi ikke nødvendigvis har sinusstrøm i nettet, når vi har likerettere.

Fysisk vil induktanser på vekselstrømssiden medføre at strømmen ikke kan kommutere (skifte) fra en diode til en annen, momentant. Begge dioder vil lede strøm under kommuteringsforløpet. 

Her er noen kommentarer til formlene for kommuteringsvinkel og kommuteringsspenningsfall, 5-22 - 5-27 

Så til en enfase brukobling. 5-14a og 5-14b, 5 -15

Her er formlene 5-32 og 5-33 viktige.

Vi skal ikke bry oss med bergninger som står i avsnitt 5-3-3, men bare ta for oss kretsen, og se litt på kurveformene. Dette er en likeretter med konstant motspenning. Typisk kan dette være en batterilader, eller en likeretter med en stor kondensator. 5-16

I avsnitt 5-3-4 er det også beregninger vi hopper over, men tar for oss kretsen i 5 -20, og ser på resultatene fra simuleringen. En fourieranalyse viser detaljer. Kretsen er mye brukt, særlig i alle mulge kraftforsyniger i PC'er og annet elektronisk utstyr. Men som det fremgår av figur 5 -26, kan nettstrømmen gi stygg forvrengning av nettspenningen. Dermed forstyrre andre forbrukere i nettet.

Av den grunn er det indirekte lagt restriksjoner på bruk av denne typen kretser, ved grenseverdier som fremkommer i EMC-standarder. Vi skal senere se på løsninger med likerettere som trekker mer sinusformet strøm fra nettet.

 Innlevering
 Kommutering Gallup
Løsningsforslag til kommutering.
Læringsutbytte

Etter denne modulen skal du kunne forklare hva kommutering er, og hva det skyldes. Likeledes skal du kunne anvende de formlene som gjør oss i stand til å beregen spenningsfall pga. kommutering, og finne kommuteringsvinkelen. Uten å utføre beregninger, skal du også kunne forklare strøm og spenningsformer på likerettere som bare har glatting med kondensator. Du skal også forstå hvorfor dette er en kilde til problemer i nettet.


4
(4) Enfase likerettere i TN-nett. Trefase diodelikerettere

Her kan du lese avsnittene

5-4, 5-5, 5-6 til  5-6-2

Vi skal se litt på enfaselikeretter i TN nett. Figur 5-28, er her tegnet om til europeisk standard.

Du kan titte på dette regnearket.  Her finner du tredjeharmoiske strømmer, sammen med grunnharmonisk. Det siste diagrammet gir så hva summen blir når disse summeres. Slik som forholdene blir i N-lederen. Dette er et alternativ til formlene i boka.

Vi skal da gå over til trefase diodelikerettere. Disse benyttes når vi skal ha mer effekt enn det som er praktisk å ta ut fra en fase. I boka er det gjennomgått den mest vanlige typen, toveis, sekspulskobling. Det er denne koblingen som vi skal kunne utføre beregninger på. Men det er flere koblinger som benyttes. De ulike koblingen er standardisert. Dvs kobling med transformator. Til info er de lagt med her. IEC -tabell. Det er ikke så godt å forstå hvordan dioden er tilkoblet, så vi tar for oss et eksempel, type 5b.

Som eksempel skal vi se på enveis sekspuls med sugedrossel.  Denne er benyttet til store strømmer og lav spenning, feks. galavanolikerettere eller elektrolyse. Fordelen er ett diodespenningsfall.

Her er noen kommentarer til denne koblingen. Enveis sekspuls.

Diodelikerettere gir likespenning bare bestemt av vekselspenningen. Det vil si at skal vi kunne styre likespenningen, så må vi kunne endre vekselspenningen. Dette er i en viss grad benyttet i likeretter for produksjon av aluminium. Alternative er tyristorlikerettere som vi skal se på senere. Her er et eksempel på en likeretter til et Al.verk.

Her er kommentarer til Al.likeretter. 

I boka presenteres spenning og strømkurver i figur 5- 32. Vi skal se hvordan disse fremkommer ved hjelp av et sinusark. Dette kan det være greit å laste ned, så du kan bruke det når du skal tegne kurver. Dette brukes slik.

I boka på side 105 står en utledningen av en del viktige formler. Disse vil du støte på i analyse av denne typen kretser. Figur 5-33 er også viktig.

Vi skal se på et alternativ til utregningen av middelverdi av spenningen.

Og hele intergreringen.




 Innlevering
Frivillig øving 5- 23

Løsning på 5- 23

Løsningsforslag til innlevering og tegning av spenning og strømkurver.

5
(5) Kommutering i trefase brukobling. Enfase tyristorlikeretter.

Vi tar for oss avsnitt, 5-6-2. Resten av kapittelet er lesestoff, uten noe beregning. I kapittel 6, er det i denne om gang frem til 6-3-4.

Vi skal se litt på hvordan kommuteringen foregår i trefasekretser. Legg merke til at denne analysen også gjelder for tyristorlikerettere, som kommer i denne forelesningen. Analysen ender opp med formelen 5-82, som viser hva kommuteringsvinkelen blir, 5-85, middelverdien av spenningen som tapes. Og likespenningen vi sitter igjen med 5-86, når vi tar med kommutering i beregningen. Dette gjelder for det vi kaller enkel kommutering. Dvs. at det er bare et sette dioder, eller tyristorer som kommuterer om gangen. (Vi kan ha tillfeller der det alltid er dioder som kommuterer, men det faller ikke innefor pensum i dette kurset) Vi tar for oss figur 5-35.

Resten av kapittel 5, kan du se på som lesestoff, men studer figur 5-36 og 5-39, slik at du forstår sammenheng mellom strømmer og spenninger. Dette er jo simuleringer, fordi det ikke er så lett å utføre beregninger.

Tyrsitorer er som det ble gjennomgått i 2- 3, en ventil som vi kan skru på, men ikke av. Den kan bare lede strøm en vei, slik som en diode. Strømmen må gå til null før den igjen blokkerer i lederetning. Hvis man har behov for å kunne skru strømmen av på et hvilket som helst tidspunkt, så benytter man seg i dag av andre komponenter (GTO, IGBT). Tidligere benyttet man seg av tvangskommutering for å oppnå denne virkningen, gjerne i form av svingekretser med LC. Så i dag anvendes tyristoren stort sette bare til nettførte strømretter, som ligner på det vi har sett for dioder. Vi kan se på hvordan vi ordner oss for å få trigget, eller tent, tyristoren fra styrekeretsen. Triggerkrets.

Så kan du se i figur 6- 3 hvordan denne kan synkroniseres i en enkel enfase krets. I dag benyttes mest digitale løsninger for synkronisering, i form av mikrokontrollere, eller programerbare logiske kretser.

Figur 6-2 viser forholdene ved enkel tyristorkrets. Før vi går videre, ser vi på en resistiv krets.

I Figur 6-5 har vi en glatt likestrøm. Det vil si slik vi kan få med stor induktans og liten resistans på likestrømssiden. Vi ser litt på figur 6-6.

Formel 6-6 eller uttrykt med det vi får ut av en tilsvarende diodelikeretter;

Vd = Vdiocos α

(Vdio,er  spenningen fra tilsvarende diodelikeretter)

Her kan i prinsippet α (alfa), variere mellom null og pi, 180 grader. Ved alfa lik 90 grader, får vi null spenning ut, mens ved alfa større enn 90 grader blir spenningen negativ. Vi sier vi da vekselretter. Energien sendes tilbake på nettet. Dersom vi ikke har kilder på likespenningssiden, kan vi bare vekselrette så lenge vi har energi lagret i induktansen, i form av en strøm.

Her er en liten tyristorlikeretter for DC-motorer. Halvstyrt bru ser slik ut; halvstyrtbru, med friløpsdiode. Her sparer vi to tyristorer og tennkretser, men vi får ikke med oss vekselrettingsegenskapene.

Vi ser at vekselstrømkurven i boka, figur 6-8 tilsvarer det som er i 5-9. Samme spekter som viser overharmoniske. Forskjellen er at den nå er forskjøvet med vinkelen α. Vi ser at den grunnharmoniske strømmen Is1 dermed får en fasevinkel ø1 =  α. Sett fra vekselstrømssiden, vil vi dermed oppfatte en utstyring, som en forskyvning av vekselstrømmen i forhold til vekselspenningen. Vi får en dårligere effektfaktor, cosø.

Med induktans på vekselstrømssiden får vi kommutering. Analysen blir som for diodekretser, og vi får samme formler. Vi ender opp med 6-24 og 6-26.

Betrakt figur 6 -11, som viser forholdene med nettinduktans, drossel på likerettersiden, resistans og motspenning. Motspenningen kan godt være en DC-motor. Vi finner en slik krets f.eks i DC-lokomotiver. Vi ser at hvis strømmen blir for liten, så går vi over i luket drift, figur 6 -13 Når strømmen er null, er spenningen ut av brua lik E.

 Innlevering

6
(6) Enfase vekselretteing. Trefase tyristorbruer







Bilde til venstre, viser en tyrisorlikeretter til bruk i en smelteoven.

Vi skal staret med å betrakte figur 6-15 og 6-16. Det siste viser en praktisk utførelse med Ld og en spenningskilde E, på likespenningssiden. Figur 6-18 viser hvordan man får etablert en ønsket strøm. I praksis er det en strømregulator, som styrer ut. Dvs alfa går i retning mot null. Strømmen øker, og i det den er på ønsket verdi, vil regulatoren trekke alfa tilbake mot vekselrettergrensen. Dermed blir strømmen liggende på ønsket verdi.

Vi skal nå se på trefase tyristorbruer. Disse er mye utbredt, både i høyspent likestrømsoverføring (HVDC) eller til prosessanlegg der man har behov for likestrøm. Tidligere var de også enerådene som strømkilde til motordrifter med DC-motorer. Men i dag er det mer asynkronmotorer og frekvensomformere som gjelder. Det er kun for de største motodrifter at vi finner trefase tyristorstrømretterere, og da til synkronmotorer.

Vi skal se på kurveform og vise hvordan vi finner formel 6-40, som gir sammenheng mellom likespenning og vekselspenning. Her skal vi ta frem sinusarket fra trefasediodeliketter. Bruk av sinusark med tyristorstrømretter, figur 6-20. Videre ser vi hvordan vi integrerer for å finne middelverdien av spenningen, som funksjon av alfa, figur 6-40

Her er det vist hvordan linjestrømmen fremkommer. 6-22. Legg merke til at med glatt likestrøm, blir kurveformen som for tilsvarende diodelikeretter. Dermed behøver vi ikke utlede 6 -44 , 6-46 eller det overharmonikse spekteret for linjestrømmenen. Det er bare fasevinkelen i uttrykk 6-48, som er ulikt .

Dvs at for den grunnharmoniske har vi at;

ɸ = ɑ

Dermed får vi at den aktive effekten i nettet

PAC = √3UI1cos ɸ1 dvs . PAC = √3UI1cos ɑ

PDC= 1,35UIdcos ɑ

og PAC = PDC (tapsfri omforming)

Reaktiv effekt i nettet, blir;

Q = √3UI1sin ɸ1 dvs. Q = √3UI1sin ɑ

Den reaktive effekten ser vi ikke noe til, på likestrømssiden. Den eksisterer bare i vekselstrømsnettet. Figur 6 - 21 kommer vi tilbake til i neste forelesning om vekselretting. I figur 6- 19 c, vises det tydelig hvordan nettstrømmen forskyver seg, når ɑ styrer ut. Den grunnharmoniske (stiplet sinuskurve) er i fase med spenningen, for så å gå over mot 150 grader, eller nesten i motfase.

 Trefase tyristorbruer Innlevering
Løsningsforslag til trefase tyristorbuer

7
(7) Kommutering og vekselretting i trefase tyristorbruer. Tolvpuls HVDC.

Dette bilde viser en liten reaktor for å redusere ulempen som oppstår når en tyristoromformer kommuterer.

Vi ser nå på kapittel 6, avsnitt 6-4-2 "Effect of Ls"

Vi ser på figur 6-25.

Ut i fra dette fremkommer formel 6- 55, som er viktig for å finne utgangsspenningen i en tyristoromformer. Likeledes kan vi finne kommuteringsintervallet ut i fra formel 6-62.

Vi gjør nå et hopp, og ser først på avsnitt 6-4-5-1, "Line Notching"

Figur 6-35 viser hvordan kommutering av tryistorer, gir "hakk" i nettspenningen.

Avsnitt 6-4-2-1, viser noen kurver som gir sammenheng mellom overharmoniske i linjestrømmen, og styrevinkeln alfa. Det som er verdt å merke seg, er at innholdet av overharmoniske ved måling, er mindre enn det vi beregner med en fourieranalyse på en firkant strøm. I avsnitt 6-4-3, er det vist hvordan strømmer og spenninger blir i en praktisk omformer. Det må simuleres for å få frem detaljene. Med motspenning Ed, som vist, får vi gjerne diskontinnuerlig strøm ved lav last. Eksempelvis en DC motor i tomgang vil gi denne typen strømkurver.

Vekselretting fremkommer når ɑ blir større enn 90 grader. I praksis kan vi skille på to tilfeller. Det ene er at vi har en aktiv kilde som gir en likestrøm, som vi skal mate inn som vekselstrøm til nettet. Det andre er at vi har lagret energien i en induktans (drossel) på likestrømssiden, som så leverer energien tilabake til nettet. Den lader seg ut. Figur 6 -21 6 -19 c, 6 -32 og 6-34 viser alle sider ved vekselretteing. Vi skal se hvordan vi kan tegen opp kurven på samme måte som for likeretter.

Vi starter fra likerettermodus, for å vise overgangen. Legg merke til at kommuteringsrekkefølgen er akkurat den samme som for likeretter, bare forsinket med vinkelen alfa. Vi benytter sinusarket vårt

Ved vekselretting er det viktig at vi holder en respektavstand. Dvs at vi har en viss slukkevinkel, slik at vi er sikre på at kommutering er ferdig i det vi når 180 grader. Dersom dette ikke lykkes, får vi det som noen kaller for "kipping". Strømmen fortsetter da i samme fase som før. Vi går da over fra vekseletting til likeretting, i det linjespenningen nå blir positiv i stedet for negativ. Vi kommer fort opp i stor strøm, og mister i prinsippet kontroll over omformeren. Kortslutning er i prinsippet det som nå videre skjer.

Eksempel på anvendelse. HVDC med tolvpulskobling.

Ch. 17-1 til 17-3



HVDC er høyspentlikestrømsoverføring. Dette benyttes ved lange overføringer, spesielt ved undersjøiske kabler, men også ved lange overføringer med linjer. (Bilde over er fra "Tre kløfter" i Kina) Dessuten ved sammenkobling av nett som ikke er synkrone.

I Norge har vi to anlegg, et i Kristiansand og et i Feda, Aust Agder. De er koblet til hhv. kabler til Danmark og Nederland.

Samme kretsoppbygging benyttes for store synkronmotorstyringer. Det ene nettet er da erstattet med en synkronmaskin i stedet. En slik maskin gir jo trefase spenning på samme måte som et trefasenett. Vi ser prinsipielt på en slik kobling først. I Norge har vi blant annet slike motordrifter til å drive kompressorer for komprimering naturgass til eksport. "Blushless DC Drives"

Vi skal se på detaljen i tolvpulskoblingen i innleveringen, men det fremgår av figur 17-2 hvordan den virker. Man benytter to bruer i serie, med hver sin transformator. Disse har forskjellig kobling, og strømkurven blir derfor ulik for de to grenene. (Y/y og D/y) Omsetningen i transformatorene velges slik at vi får samme linjespenning ut. Strømkurvene primært inneholder samme overharmoniske, n*6 ±1. Men for ledd der n er ulik (1, 3, 5..), har komponentene motsatt fortegn. Så når strømmene summeres, forsvinner disse leddene, og vi sitter igjen med ledd som har oveharmoniske, n*12 ±1. n = 1, 2,3... 

Det er likegyldig om transformatoren med deltaviklingen er D/y eller Y/d.

Spenningene som bruene synkoniseres mot, er dreid 30 grader i forhold til hverandre. I figur 17-3, ser vi da kurveformen når vi summerer bidragene fra begge bruene. For å få den høye likespenningen som er optimal, må det kobles mange tyristorer i serie. Det er ikke koblet tyristorer i parallell. Selv med tolvpulskobling blir det mye overharmonisk ut på nettet. Så det er mye filtrering som skal til, for at det skal bli bra nok. I figur 17-7 er det vist eksempel på dette. Hvis det ikke bare er kabel, men også linjer på DC-siden, er det nødvendig å filtrere her for at vi ikke skal få forstyrrelser fra DC-linjene. Tidligere var det bare snakk om passive filtre, men de senere år har man tatt i bruk aktive filtre.

Her er en artikkel som tar for seg noen detaljer i dagens HVDC anlegg.

I tillegg er det et "paper" fra CIGRE, som beskriver litt rundt HVDC i det Kinesiske nettet.

I tillegg er tyristorer også benyttet til statiske fasekompenseringsanlegg. Kap. 17_3-1 Se for øvrig artikler fra ABB.

 Innlevering

8
(8) Likespenningsomformere 1



Det store antallet likespenningsomformere, finner vi som strømforsyninger i ulike apparater. Alt fra underholdningsapparater, PC, mobiltelefoner, ladere, etc.

Omformere med større ytelser finner vi i forbindelse med fornybare enegikilder som, f.eks. solceller og brenselcsller. Disse operer  med likespenning. Likeledes finner vi det i DC nett som for eksempel kommunikasjonssentraler, eller i U-båter. Tidligere fant vi også mange likespenningsomformere i kjøretøyer og traksjonsdrift, i form av motordrifter med likestrømsmotorer. I dag blir disse realisert med vekselstrømsmotorer, fordi man ønsker å unngå likestrømsmotorens ulemper.

Denne første delen innenfor dette tema, vil dekkes av boka 7-1 til 7-3-3.

Det er Chapter 7, 9 og 10 som tar for seg ulike omformere som kan karakteriseres som likespenningeomformere, eller DC-DC convertere.

Vi skal i første omgang se på noen av omformerne i Ch. 7 og 10.

Likestrømsomformere kan kategoriseres på ulik vis. F.eks om spenningen ut er høyere eller lavere enn inngansgspenningen, step -ned (buck) eller step -up (boost) omformer, eller om den er med eller uten galvanisk skille, eller om den er av resonans typen eller "hard svitsjet". Vi kan si at de tre nevnte kapitlene i boka, er på en måte organisert i forhold til denne kategoriseringen. Ch. 9 tar for seg resonansomformere, mens omformerne i Ch. 10 har galvanisk skille.

Vi begynner med Ch. 7, og skal ta for oss typene

1. Step-ned omformer, eller step- down chopper

2. Step-up chopper

5. Fullbru omformer.

Chopper er altså betegnelsen på en likespenningsomformer. Dette henspeiler på at vi "hugger opp" spenningen, for å få den passende stor.

I fig 7.1 er det vist store delere av et helt system, der likespenningen skaffes til veie ved først å likerette, filtrere før selve likesepnningsomformingen. Likerettingen forsvinner hvis det er en likespenningskilde, f.eks et batteri som er energikilden vår. Her er en skisse med transistor som svitsje-element. Videre skal vi se på noen detaljer i Figur 7-4.  I Figur 7-5, er det vist kurveform for strøm og spenning. Legg merke til at vi også kan ta utgangspunkt i induktansens fluks, for å finne sammenheng mellom spenning og dutycycle. Som det fremgår av formel 7-4, blir sammenhengen mellom strøm, spenning og dytycycle enkel, når vi har kontinnuerlig strøm.

Eksempelvis vil vi med 48V inn får en dutycycle på 0.25 hvis vi skal ha 12 V ut. Dette er ideelle betraktninger, der vi ser bort fra spenninsgfall i komponenter. Svitsejfrekvensen kommer altså ikke inn i bilde, i forhold til omsetningen mellom spenningein inn og ut.

Vi har jo sjelden samme belastning hele tiden. Ved endringer i lasten, vil spenningen endre seg, ved at spenningen på kondensatoren endres. Dette oppdages av en regultor som måler spenningen på utgangen, og styrer pulsbreddeforholdet.

Vi ser at man har benyttet prinsippet om energibevaring for å komme frem til til formel 7-4. I stasjonær tilstand må effekt inn være lik effekt ut, dvs. middelverdi av effekten inn er lik middelverdi av effekten ut. I transiente forløp er dette ikke tilfellet, og spenningen på kondensatoren endrer seg. Ved lastpåslag, synker spenningen på C, i det effekten ut er større enn tilført effekt. Vi må da styre ut med mer dutycyle for å lade opp kondensatoren igjen til riktig spenning, og vi igjen får effektballanse. Med tapsfri omformer kommer vi tilbake til samme dutycycle som før lastpåslaget.

Beregning av likespenningseffekt.

Etterhvert som belastningen avtar, kommer vi til grensetilfellet mellom kontinnuerlig og diskontinnuerlig strøm. Vi skal se at vi får en litt annen sammenheng mellom inn -og utgansspenning. Men først, litt mer om det som står i formel 7-5 ... her, og her.

Hvis du videre ser på 7-3-3-1 Discontinuos - Conduction. Det vi kaller for diskontinnuerlig modus, så er altså strømmen i L, null en del av perioden. Formelen for å beregne spenningen ut blir nå mer komplisert, men ikke verre enn at vi kan bruke formlene. Vi tar ikke med avsnitt 7-3-3-2. 



 Innlevering, Chopper
Løsningsforslag. Styring av stepned chopper

9
(9) Likespenningsomformere 2




Omhandles i boka 7-3-4 til 7-5.

Vi skal her se på avsnitt 7-3-4 Output voltage rippel.

Alle de omfermerne vi betrakter, som ikke er lineære, har et innehold av rippel i utgansspenningen. Rippelinnholdet er en viktig parameter når vi skal vurdere en omformer, eller power supply. Utledningen av formlene er ganske rett frem, og vi endre opp i (7-23) til (7-25)

Vi ser av 7- 23 at vi kan øke L eller C om vi ønsker mindre rippel, eller vi kan redusere Ts. Det vil si øke svitsjefrekvensen.

Ønske om mindre rippelspenning er i konflikt med ønske om rask respons. Det vil si at hvis vi får et lastpåslag, så synker utgansspenningen. Vi vil gjerne at omformeren reagerer så hurt som mulig, men med en stor L, tar det tid å endre strømmen i denne.

I f.eks. turtallsstyring av likestrømsmaskiner, er det strømmen vi ønsker kontroll med. Vi kan da betegne de vi har som strømstyrt omformer. Eksempel på strømstyrte omformere.

Step-Up chopper 

Avsnitt 7-4 i boka.

Her "lader" vi opp en strøm i en L, for så å la denne strømmen gå ut i en, vanligvis stor kondensator, i parallell med belastningen. Vi kan tenke på L, som en strømkilde som leverer ladning til kondensatoren. Ved å regulere på ladningen vi tilfører, bestemmer vi spenningen på kondensatoren. Den tappes jo hele tiden ut i lasten. Vi ser på noen detaljer i figur 7-12 (lyd)

Det er relativt enkelt å komme frem til (7-26) og (7-27), som er de viktigste formlene. Utgangspunktet er jo at det bare kan ligge vekselspenning over en L. Altså er spenningsflaten i "på-perioden" lik spenningsflaten i "av-perioden"

Transferkarakteristikken for kontinuerlig, hhv. diskontinuerlig modus er så forskjellig at en regulator kan ha problemer med å takle overganegn fra den ene driftstilstand, til den andre. I alle fall hvis den har stor båndbredde. Derfor pleier man å bestemme seg for den ene eller annen modus når man konstruerer en step-up chopper.

En step-up chopper som går diskontinnuerlig, kan gir større båndbredde, fordi strømmen iL da kan endres hurtig. Men man får større strømrippel på inngangen, enn for en omformer som går i kontinnuerlig modus.

I avsnitt 7-4-2 tom 7-4-4, skal vi fokusere på bruken av formlene.

Som det står i avsnitt 7-4-5, er det ikke praktisk å lage step-up for alt for stor forskjell mellom inn og utgangsspenningen. Vi benytter da heller en transformatorkobling, som vi skal se på senere.

De andre omformerne i kapitelet er ikke i pensum. Fullbruomformer skal vi nevne i forbindelse med transformatorkoblinger. Den benyttes for større effekter.

 Innlevering
Løsningsforslag

10
(10) Kraftforsyninger (Powersupply)


Her inngår de svitsje-kretsene som vi har på tidligere, men i et powersupply har vi galvansik skille mot nettet. Dette må vi ha for å ivareta personsikkerheten. Dessuten vil en transfomator gjøre det enklere å optimalisere en omformer, fordi vi får en bedre tilpasning av strøm og spenningsdata som komponenten blir utsatt for.

I en tradisjonell kraftforsyning som er lineær, finner vi en nettransformator, likeretting, glatting (filtrering) og transistoren som er det aktive området. Den største og tyngste delen her er netttransformatoren. I en svitsjet kraftforsyning kan denne lages svært liten, fordi vi ikke er bundet av 50 Hz i nettet, men lager vår egen høyfrekvente vekselspenning.  Virkningsgraden blir også bedre, fordi transistoren ikke går i det aktive området.

Vekt og volum kan reduseres bertaktlig. Men systemt blir mer komplisert, og vi stilles ovenfor andre utfordringer.

Figur 10-2 viser prinsippet for et power supply. For små og middels ytelser, er det vanlig å benytte MOSFET transistorer, fordi vi ønsker relativt høy svitsjefrekvens. Ved høyere ytelser, er det vanskelig å realisere høye frekvenser, fordi strøinduktansene blir store (relativt) Dermed tvinges man fort til "lavere" frekvens, og det blir mer optimalt med IGBT.  I figur 10-2, er det tegnet en HF- transformator i feedback-sløyfa, for å opprettholde det galvaniske skille. Det er nokså vanlig med optokoblere i stedet for trafoer her, pga. pris.

Vi ser først på "Forward converter" avsnitt 10-4-3.

Dette er en stepned omformer, der vi har satt inn en transformator. Figur 10-10 viser dette med en ideel trafo. Når svitsjen er på, legger batterispenningen Vd, seg over N1, og vi får da denne spenningen transformert over til sekundærsiden som Vd*N2/N1. Dioden D1 sørger for likeretting. Resten av kretsen blir da friløpsdiode og LC-filter, på samme måte som step-ned chopperen. Formel 10-16 gir utgangsspenningen.

Uheldigvis finnes det ikke ideelle trafoer, og vi må ta hensyn til magnetiseringsstrøm. Med små omformere (lav effekt), kan vi gjøre det enkelt ved at vi lar kjerna avmagnetisere seg mot en zenerdiode. Her er denne kretsen. (med lyd)

Den energien som tapes i zenerdioden, kan med kretsen i figur 10-11 gjennvinnes. Vi ser litt på virkemåten. (med lyd) Beregningen sammenfattes i de enkle sammnehngene som står på side 312.

Vi går da videre til flyback omformeren 10-4-2

Denne er mest brukt for mindre ytelser enn forward omformeren. Fordelene med denne omformeren er at den innholder færre kraftkomponenter enn forwardomformeren. Den er nær knyttet til virkemåten av en stepup chopper. Energien mellomlagres i en spole, med to viklinger. Det kalles gjerne litt sleivete for transformator, men er altså ikke det. Det er jo ikke mulig å se at det ikke er en transformator, når vi ser på figur 10-7.

Det som ved et øyekast avslører at det er en flyback, er prikkene på viklingene som er i motsatt ende. Siden det ikke er en transformator, har vi ikke laststrøm med ampervindingsballanse. I stedet benytter vi magnetiseringsstrømmen som energitransportør.

Vi ser litt på figur 10-6.(med lyd) I figur 10-8 er det vist forløpet over et par perioder, og vi ser at kjernefluksen ikke går tilbake til null for hvert avslag av transistoren. Vi sier da at vi har kontinuerlig drift. Legg merke til at strømmen inn i kondensatoren kommer i "klumper". Vi må derfor ha en relativt stor kondensator for å glatte spenningen. Det blir et RC filter som glatter likespenningen. R'en er lasten. I forward omformeren, hadde vi et LC- filter. Altså noe som gir 40 dB dempning pr. dekade i forhold til RC filter som gir 20dB dempning pr. dekade.

Push Pull 10-4-4

Her utnytter vi hele det mulige fluksvinget i transformatoren. Problemet med denne, er å få samme forhold for de to på periodene. Det er letter å få til med MOSFET transistorer, enn med bipolare. Dessuten finnes det styrekretser som er strømregulerte, slik at hver transistor gir samme strømpuls. Vi skal bare se på det spesielle her, den har jo mest til felles med forward omformeren. Figur 10-13 (med lyd)

Helbru

Til sist skal vi se på helbruomformer. Denne benyttes for de største DC/DC omformerne. Vi utnytter da hele det mulige flukssvinget i transformatoren, og vi påkjenner ikke transistorene med mer enn batterispenning. Ulempen er at vi må ha svevende gatedrivere til de "øverste" transistorene.

Vi skal fokusere på en styreteknikk som er blitt vanlig for denne typen omformere. Her er en forenklet tegnging av figur 10-15. (med lyd)

 Finn en svitsjetransistor Gallup
 Innlevering
Løsningsforslag til kraftforsyning

11
(11) Vekselrettere (Switch-mode dc-ac Inverters dc<-> sinusoidal ac)  Chapter 8 



Bilde viser en frekvensomformer med væskekjølte halvleder, for drift av motorer opp til 20 MW. De ulike feltene er fra venstre; 12 puls diodelikeretter, kontrollfelt, vekselretter, kondensator (mellomkrets) og vannkjølingsenhet.

Frekvensomformere benyttes til å fremskaffe vekselspenning, altså en vekselretter. Enten ved at de leverer fast frekvens og spenning, eller at frekvens og spenning kan fritt styres. Det siste er mest utbredt, i form av asynkronmotorstyringer. Vi har tidligere sett på nettførte vekselrettere i form av tyristorbruer. Det vi skal se på her er selvkommuterte vekselrettere. Det må da benyttes transistorer eller GTO som aktive svitsje-elementer.  Utgangspunktet er enten en likespenning, eller en likestrøm som gjøres om til hhv vekselspenning, eller vekselstrøm. Det første er en VSI omformer, mens det andre er en CSI omformer. VSI er meste utbredt. CSI, altså en strømmatet omformer, benyttes i hovedsak til større motorer. En frekvensomformer er vanligvis bygget opp med en likeretter, en DC mellomkrets, selve vekselretteren, og eventuelt filtere og trafo på utgangen.

Vekselspenningen kan i sin enkleset form være firkantpulser, men vanligvis ønsker man seg sinusform på enten strømmen eller spenningen ut av omformeren.



Sinusen kan fremskaffes ved pulsbreddemodulering (PBM eller engelsk PWM). Det er i prinsippet det samme vi har sett i DC-DC omformere. Men i en vekselretter er ikke referansen en fast verdi, men en sinusspenning som vi ønske å få ut.  (Mer genrelt, hvis referansen kan anta en hvilken som helst verdi, har vi en klasse D-forsterker)

Alternativt til PBM er at vi bygger opp sinusen ved å summere trappetrinnspenninger (Step -wave) , eller en kombinasjon av PBM og trappetrinn.

I boka skal vi først se på 8-1 til 8-3-2-4. Halvbruomformeren i 8-4 er ikke så viktig, men figur 8-5 er vesentlig sammen med tabell 8-1. Eksempel 8-1 viser bruken av tabellen. Men det er eksempel 8-2 som er aktuelt for helbru. Figur 8 -14 er også verdt å studere, for å se hvordan strømmen går i mellomkretsen. Men hvis vi ser på figur 8-15, unipolar svitsjing, så er vi ved måls ende for enfase omformere, og tar med eksempel 8- 3. Vi ser at bare ved å endre styreprinsippet, oppnår vi mye bedre kurveform ut.

La oss først se på hvordan Figur 8-5 fremkommer ved å se på en variant av 8-11, med prinsippiell styring. (med lyd) Bipolar PBM

Vi går raskt videre til figur 8-15. Her er styreprinsippet vist, men med to trekanter i stedet for to sinuser. Unipolar PBM 

Det som er viktig her, er å kunne beregne slik som vist i "Example 8-3", i tillegg til selvfølgelig å kunne forklare prinsippet. Her ser vi på hvordan strømmen skifter mellom transistorer og friløpsdioder.

Avsnittene 8-3-2-3 til og med 8-4-4 hopper vi over, og tar for oss 8 -4 til og med 8-4-1-2. Som før, er det forståelsen av hvordan kurven i figur 8-23 fremkommer, og tabel 8-2 som er viktig.

For å bedre på spenningskurven ut av omformere, kan ha benytte "Multilevel". Dvs at man bygger opp spenningskurven av flere trinn. Noe som kan minne om 12-puls strømkurver. Under modulen om motordrifter er det vist et eksempel på en slik omformer. Den mest utbredte er "Three level with clamping diodes" Her er et eksemple på en ferdig IGBT-modul. 

 Innlevering
Løsningsforslag. Vekselretting

12
Motordrifter

(I kap 13, er det de forhold som blir tatt opp her som er viktig (pensum). I Kap 14, er det hele, men som det fremgår er det mye stoff av orienterende grad. )

Motordrifter er et stort anvendelsesområde for kraftelektronikk. Med omformere kan vi styre turtall, moment eller posisjon på så vel likerstrøm- som vekselstrømsmotorer. Det spenner over alle mulige tekniske applikasjoner, produksjons- og verktøymaskiner, roboter, traksjonsdrift, elektriske biler, pumper, vifter og elektrisk fremdrift av skip, for å nevne noen eksempler. Hvis vi så tar med elektriske maskiner generelt, dvs også maskiner som levere effekt til nettet, så er vindmøllerdrift et område der man i økende grad tar i bruk denne teknologien.  

Litt om DC-drifter

Vi tar for oss litt om DC-motordrifter først. Kapittel  13-1til 13-2, gir grunnleggende repetisjon om DC-motorer. Mens 13-6-1 gir nødvendig oppsett av blokkdiagram av motoren for eventuelt å kunne utføre dynamiske analyser.

Vi har tidligere sett på tyristorlikerettere. Disse kan godt være kraftkilden som gir variabel likespenning til DC-motorens ankerkrets. Eller vi kan benytte en helbru DC-DC omformer. Vi får da firekvadrantdrift. Dvs at vi kan kjøre motoren med begge dreieretninger, og bremse elektrisk slik at vi gjennvinner rotasjonsenergien. Se figur 13-3.

En likestrømsmotor er enkel å styre, i forhold til en vekselstrømsmotor. Sammenlignet, kan vi generelt si at DC-motoren er komplisert, kostbar og trenger vedlikehold, mens den har en enkel omformer. For vekselstrømsmotoren blir det omvendt, en enkel billig og vedlikeholdsfri motor, med en komplisert og dermed mer kostbar omformer. Men med synkende priser på elektronikk, er sist nevnte kombinasjon blitt det naturlige valge i de fleste tilfeller.

Et komplett reguleringsteknisk blokkskjema for en motordrift fremkommer i figur P13-7. (Forklaring med lyd)

Det kan være greit å se på hvordan strøm og spenning vil fortone seg på en motor som drives med en tyristoromformer. Figuren som er vist her, er fra en simulering av en valsedrift. Valsedrift har vi f.eks i stålverk som lager profiler (slålbjelker, armeringsjern, jernbaneskinner o.l.). Motoren går da opp i full fart i den ene retningen , og etter en kort stund bremses den ned, for å akselerere opp til maks turtall i andre retningen. Omtrendt som å kjevle pizzadeig.  For å får til dette har vi to tyristorbruer som kan føre strømmen hver sin vei. Men det er bare en bru som leder om gangen . Den andre er da blokkert. (Anti-parallell drift)  Her er en link til skjema, og her er forklaring(med lyd).

Drift av asynkronmotorer.

Vi kan skille på litt ulike omformerdrifter. Mesteparten av motordriftene installeres for å spare energi i drifter med pumper og vifter, når man ikke har behov for full effekt. Da slipper man struping eller bypass, som gir tap, når drivmotoren går på fullt turtall.  I stedet tilpasses turtallet/ momentet til behovet for luft- eller væskestrøm. Spenning og frekvens inn på motorens klemmer styres med en frekvensomformer. Kravene til nøyaktig turtall og dynamikk er ikke så strenge, og styreprinsippet blir relativt enkelt. Man klarer seg uten tachomåling av turtallet.

For strenge krav til dynamikk og tolleranser, slik som f.eks i servomotorer, blir styrealgoritmen mye mer komplisert. Vanligvis har man også en nøyaktig tacho for å kunne styre turtallet eller posisjonen, med små tolleranser og stor hastighet.

Den tredje måten, er helt forskjellig fra de to foregående, ved at man benytter en sleperingsmotor.  Fra teorien om asynkronmotorer burde det være kjent at ved å øke resistansen i sleperingskretsen, så får man en slapp karakteristikk, dvs sakkingen øker vesentlig. På denne måten får man da et lavere turtall ved belastning. Men i stedet for motstand benytter man en strømretter som sender energien tilbake på nettet, fra rortorkretsen. Dette kalles også rotorkaskaderegulering. Den egner seg speiselt godt når man ikke trenger så stort reguleringsområde for motoren, (maskinen) Omformeren blir da mindre, fordi den skal bare håndtrer en del av totaleffekten til motoren. Spesielt gunstig blir det da ved store asynkronmaskiner.

Detaljer fra boka

Vi tar utgansgpunkt i asynkronmaskinen slik vi kjenner den fra el.maskiner. De grunnleggende forhold blir gjennomgått kap 14-1 til 14-3. Det er lurt å lese igjennom dette slik at man kjenner igjen begreper med andre betegnelser. Det hel sammenfattes i forenklede formler, som benyttes for å beskrive hva som må til for å kunne styre en asynkronmotore. Kommentarer til tabell14-1(med lyd)

Vi styrer dermed asynkronmotoren ved å variere frekvens og spenning ut av en omformer. Omformeren er vanligvis en PBM trefase omformer. Så i våre betraktninger er da f, det samme som grunnharmonisk frekvens.(den som vil være gitt av styresinusen) Hovedprinsippet er at man ønsker konstant luftgapsfluks Øag. Figur 14-7 viser sammenheng mellom en sentrifugallast og motoren styrt med ulike frekvenser i eksempel 14-1. Her er noen kommentarer  (med lyd)

Videre kan man styre startmomentet/ strømmen ved frekvensen i start. Siden motoren ikke roterer, blir da frekvensen ut av omformeren det samme som rotorfrekvensen. Pga at spenningsfallet over Rs, statorresistansen blir stor sammenlignet med den induseret spenningen i motoren, må dette kompenseres med "Voltage Boost" Se figur 14-10 og 14-11. (Kommentarer med lyd)

Med frittvalgt frekvens, så kan vi la denne gå høyere enn 50-60 Hz, men vi må passe på at vi ikke overskrider grenseverdier. Spesielt motorspenning.

Se figur 14-12 (kommentarer med lyd)

Det er relativt enkelt å la omformeren bremse motoren, se figur 14-14 (med lyd)

I figure 14-23, er det vist en enkel skisse av en omformer som baserer seg på en mer komplisert styrealgoritme. Det er noen kommentarer her, men det er også mulig å se litt på dokumentene i innleveringensoppgaven, for å se hvordan dette er realisert, fra et par produsenter.

ABB har en variant de kaller DTC (Direct Torque Control). Fila som kan lastes ned her, gir en grei forklaring på prinsippet, uten bruk av avansert maskinteori. Og her er en animasjon som viser fluksforløpet ved styringen.(Ikke pensum, men lærerikt)

Som nevnt innledningsvis, kan man også styre turtall/moment ved å benytte en omformer koblet til sleperingene på en maskin med viklet rotor. Vedlagte dokument viser hvordan dette benyttes for vindøller (DFIG= Doubly Fed Induction Generator). Det er også tatt med omformere for synkronmaskin med permanent magneter, og en standard asynkronmaskinomformer. Selv om det er tegnet tyristorer i omformeren mot nettet, er det nødvendigvis ikke det i praksis. Mest vanlig er å benytte IGBT, og mate inn sinusstrøm tilbake i nettet. Vindmøller og DFIG.

Ulemper

Drift med vanlige omformere har noen ulemper. Man må passe på å følge produsentenes installasjonsanvisning til punkt og prikke, for å sikre seg at man får en EMC- riktig motordrift. Omformeren produserer mye elektromagnetisk støy.

Vanligvis benyttes det ikke filter mot motoren. Dette fører til at man får steile spenningsflanker ut på kabelen. Ved lengre kabelstrekk fra omformer til motor, kan man oppleve samme fenomen som ved transienter (lyn) i høyspenningsteknikken. Dvs. vi kan få refleksjoner med spenningsoppbygging i motorviklingene. Ved svakheter i isolasjonssystemet løper vi en risioko for gjennomslag. (For litt større ytelser benyttes filtre, eller totrinnsomformere som ikke gir så store sprang i spenningen)

De steile spenningsbølgene gir også opphav til transiente potensialforskjeller i hele motoreneheten. Blant annet over oljefilmen i lagrene. Når denne brytes ned av "gjennomslag" får vi en energiutladning, som ødelegger den høyglanspoleret og herdede overflaten. Levetiden på lagren kan dermed reduseres betraktelig. Man har stor sette sagt at dette gjelder først og fremst for motordrifter over 100kW. Et botemiddel er å sette inn keramiske lagre, der dette er praktisk.

Se for øvrig denne artikkelen fra Stadt.

Avslutningsvis er det her en sammenfatning i en presentasjon, uten for mye kompliseret formler.

 Innlevering
Løsningsforslag

13
EMC.

Elektromagnetisk kompatibilitet.

Eller på godt norsk, læren om elektromagnetisk sameksistens.

Det står ikke så mye i boka om dette, litt er det i avsnitt 18-8.

Litt merklig, fordi dette er et viktig og omfattende fagfelt.

En EMC-guru har en gang uttalt om EMC; "An art, trying to be science"

Mange opplever det som litt "mystisk" og vanskelig å få fatt på. Det skyldes at de kretsfenomener som er årsak til EMC-problemer ikke er tegnet inn på skjema. Det finnes altså en "skyggeverden" som ligger der som et layer i skjema vårt, og som vi ikke får frem. Det kan skape problemer for oss, og vil sannsynligvis gjøre det, hvis vi ikke har tenkt på det i det heletatt.

Det vi snakker om er at vår eletronikk skaper elektromagnetisk forstyrrelse, støy, som påvirker andre apparater. Og vår elektronikk påvirkes av støy fra sine omgivelser. Det kan være fra andre apparater, eller naturlige fenomen som lynnedslag eller elektrostatiske utladninger.

Tidligere fokuserte man på støykildene. Vi hadde en offentlig etat som ble kalt for "Radiostøykontrollen", som fortok målinger for å kartlegge og hjelpe til med å bekjempe denne støyen. Man snakker RFI, Radio Frequency, Interferenece og EMI, Electro Magnetic Interference. Men etter hvert ble det, med opphav fra militære systemer, også foksuert på krav til at apparter må kunne tåle en del uheldig påvirkning. Dermed EMC, som tar for seg både det som sendes ut fra et apparat, men også det som påvirker apparatet.

Vi ser litt på hvordan støyen forplanter seg i systemet. Spesielt vil den høyfrekvenete støyen f> 30 MHz kunne bre seg ved stråling. Vi ser litt mer på dette fenomenet;  Bakgrunn for Stråling og begrepet bølgeimpedans.

Hva skal til for at det stråler støy fra et appartat? Det er frekvenskomponentene og lengeden på kabler i fra apparatet som bestemmer dette.

Vi lar de følgende to dokumenter inngå i pensum;

Kopi av EMC kompendium fra Telemecanique 1

 og 2     som vi har fått lov til å kopiere fra. (Den engelsek versjonen ligger på hjemmesiden til Schneider /Telemecanique)                                 

Det er også et dokument som er mer en håndbok til bruk i praksis, som vi også har fått lov å kopier. Fra samme sted.

 Øving EMC Innlevering
Løsningsforslag

14
(12) Litt av hvert. Anvendelser, og praktiske sider ved kretser.



Det blir ikke mye beregning, men heller fokus på kretsforståelse. Vi skal se på,

- Bruk av step up omformer for å trekke sinusstrøm

-Eksempel på resonansomformer

- Lysdimmere

- Elektronisk ballast for lysstoffrør

- Kjøling av halvledere og tap


- Vern og praktisk layout.

Noe finner vi litt om i boka, men ikke alt.

Enfase likeretting som trekker sinusstrøm.

Se avsnitt 18-6-2 i boka. Vi tegner om kretsen fig 18- sammen med fig 18-5, så er det (kanskje) letterer å se sammenhengen. Step up chopper. (Med lyd)

Styring av trefase omformer for å trekke sinusstrøm.

Med en konfigurasjon som en vanlig PBM-omformer, kan vi lage oss en omformer som vi kan styre helt fritt. Dvs vi kan styre retning og strørrelse på den aktive og reaktive effektflyten. Eller vi kan lan den mate strøm som kansellerer de overharmoniske strømmene som genereres i fra en diodelikeretter. Nærmere forklaring. 

Resonansomformer.

Kapitell 9 i boka, omhandler dette. Les det som står i avsnitt 9-1 til 9-3, som intro og bakgrunn for denne typen ommformere. Så begrenser vi oss til et eksemple for å se på hvordan dette kan utføres i praksis. Det er først å fremst for å redusere svitsjetapene i halvlederne, at man benytter resonansomformer. Det er nødevendig når svitsjefrekvensen økes. Og dette gjør man igjen for å redusere vekt og volum på omformerne. Svitsje- tapene er jo proposjonale med svitsjefrekvensen. I tillegg vil man se at det blir gunstigere EMI- data for omformerne. Dvs at de støyer mindre.

Hele konseptet går ut på at man slår transistorene av og på uten at man samtidig endrer strøm og spenning i svitsjen. F.eks hvis man svitsjer inn i en induktans uten at det går strøm i induktansen fra før, så må strømmen starte fra null. Da får vi ZCS, Zero Current Switching" Vi ser på eksempel i

figur 9-28 (med lyd)

Lysdimmer

En lysdimmer tilhører det vi kan kalle vekselspenningsomformerer,  i det vi styrer en vekselstrøm eller spenning. Ytelsen er ikke begrenset til enkle små lysdimmere slik vi kjenner dem i husinstallasjoner. I industrien er de mye brukt til å kunne regulere store vekselstrømmer. Spesielt idet man styrer en vekselspenning som man i neste trinn transformerer ned for å få en høy vekselstrøm. (Ved lav spenning) De har mye til felles med tyristorlikerettere, og vi har samme styrekonsept med tennvinkelen alfa. 

Men vi skal altså begrense oss til et enkelt eksempel, der vi benytter en triac i stedet for to tyristorer. En triac, er som to antiparallelle tyristorer, men med en gate. Gatesignalet kan være enten positivt eller negativt. Triacen blokkerer inntil den får gateisgnal, og leder inntil strømmen snur. Da sperrer den forblir blokkert til den får en ny puls.

Tracen har en innebygget sikkereht mot ovespenninger. Ved oversepnning trigger den. Siden den er symmetrisk vil den da, i serie med en belastning, greit overleve transienter av begge polariteter.

I eksempelet benytter vi oss også av en diac. Dette er en komponent som lignet på et gnistgap. Når spenningen over diacen blir høyere enn merkespenningen bryter spenning sammen, og diacen blir lavohmig inntil strømmen blir null. Den er bipolar. Vi ser den mye brukt som triggerelementer i enklere kretser. De står da gjerne i en RC-krets som lader seg opp, og så får vi en triggerpuls i det spenningen over diacen bryter sammen.  

Her er kretsskjema. Og en kort forklaring.(Med lyd)



Elektronisk ballast for lysstoffrør

Etterhvert som de vanlige glødelampene fases ut vil vi stadig se mer av dette. Det står litt om dette i kapitel 16-2-2, i boka. Men for å se på noen detaljer, så kan du lese dette dokumentet. Elektronisk ballast.                           Bilde viser en elektronisk trafo. Mye lik kretsoppbygging som elektronisk ballast.

Det er nevnt et par eksempler. Vi ser på et av dem (Med lyd)

Nær knyttet til denne anvendelsen, er 12V hallogenbelysning, og "elektronisk transformatorer". Dette er også vanlig å benytte høyfrekvenstransformatorer, som går i metning. Eller det kan benyttes en egen krets med trafo som går i metning, og som så driver to transistorer i hovedkretsen der det sitter en trafo som ikke går i metning.

Her er en liknk som tar for seg ulike tper fra forskjellige leverandører;

http://www.pavouk.org/hw/lamp/en_index.html#introduction

Tap og kjøling

Se i boka kapitel 20 . Selv om vi i hele dette kurset stort sett har sett på ideell svitsjing, så må vi i en praktisk omformer ta hensyn til at vi befinner oss i en verden der all energiomforming medfører tap. (Unntak finnes i forbindelse med superledere, men det går utover dette kurset.)

Det er først og fremst tap i halvedereelementene som er viktig. Men også kondensatorer og andre passive komponenter. Livslengeden til en elektrolyttkondensator er nær knyttet opp til arbeidstemperaturen. Og det er selvfølgelig tap i kondensatorer også. I elektrolyttkondensatorer er disse tapene beskrevet med det som kalles ESR, ekvivalent serie resistans. Man må altså ta hensyn til hvilken effekt strømmen i kondensatoren utvikler i dens ESR. Denne er typisk også frekvensavhengig. Tapsmekanismene i polymer (plast) kondesatorer, er mye mindre. Derer typisk dielektriske tap. Og derfor vil man se at det benyttes denne typen kondensatorer ved høyere frekvenser.

Ved høye frekvenser vil man se at virvelstrømtap i spoler og transformatorer blir en utfordring. Folieviklinger kan være gode alternativ, så vel som leder utført med Litz tråd. (side 774) i boka. Det er Cu-tråd som består av mange isoleret tynne kordeller. Vi går ikke videre inn på dette, for dimensjonering av transformatorer ligger  utenfor pensum.

Tilbake til kjøling av halvledere. Vi får tap i disse pga. ledespenningstap, og svitsjetap. Det ligger alltid en spenning over komponenten når den lederstrøm. Enten i for av en PN- overgang (Dioder), eller som en resistans (MOSFET transistor) eller en kombinasjon. Det som er typisk er at varmen som følge av disse tapene, utvikles i et lite volum, med liten oveflate. Vi må gjøre tiltak for å få varmen vekk fra halvlederne. I praksis vil vi ofte sette en grense på 125 grader i Si- sjiktet statisk, for å ha en viss margin. Vi benytter kjøleflenser for å øke arealet for varmeavigelse, enten til luft eller til væske. Se figur 29-2 . (Med lyd)

Vern og praktisk layout

Snubbere er det engelske begrepet for vern. Det er også mye brukt i vår del av verden, fordi vern kan være så mye (relevern, ovespenningsvern etc.) I Chapter 27 kan du lese mer om dette. Vi skal ikke utføre beregninger, men bare se litt på prinsippene for noen snubbere. Diode snubber (27-2 ) og snubber for transistorer (27-3) har mye til felles. De skal begge gi en strømvei slik at den strømmen som "reverse recovery" gir opphav til ikke rives av for brått, i det halvlederen slutter å lede. Vi kan se litt næremere på figur 27-9. (Med lyd) Så tar vi for oss avslagsvern, avsnitt 27-4. Kretsen på figur 27 -11 viser alle prasittinduktansene som gjør at vern er nøvendig. Du kan også lese avsnitt 27-5, for å få en liten oversikt. Her er noen kommentarer til figur 27-11. (Med lyd)

Alt i alt så er det viktig å tenke på lav induktans. Figur 28-29 viser en fysisk oppkobling hvor man har tenkt på dette. 

I denne skissen her, er det kommentert litt rundt de kretsene som man må fokusere på lav induktans. Eksempel med stepned chopper.